Последние годы характеризуются бурным развитием радиотехнических систем (РТС) различного назначения: радиосвязи, радиолокации, навигации и телевидения. При этом требования к техническим характеристикам радиотехнических систем постоянно возрастают, что требует улучшения параметров синтезаторов частот и сигналов, т.к. именно от них в значительной степени зависят наиболее важные технические характеристики РТС [1].

Применение цифровых вычислительных синтезаторов (ЦВС), построенных на основе метода прямого цифрового синтеза сигналов, позволило значительно улучшить параметры многих радиотехнических систем (РТС): в радиовещании и телевидении - улучшить качество звуковых и телевизионных сигналов; в радиорелейных и спутниковых системах связи - повысить качество телефонной связи; в радиолокации - повысить разрешающую способность по дальности и по скорости; в навигации - снизить ошибки определения координат объекта; в радиосвязи - улучшить помехоустойчивость, скрытность и надежность сеанса связи; в измерительной технике - формировать прецизионные сигналы с малым шагом сетки частот и низким уровнем амплитудных и фазовых шумов.

Такие достоинства ЦВС, как технологичность, надежность, устойчивость к воздействию дестабилизирующих факторов, экстремально малое время перестройки частоты при непрерывности фазы формируемых колебаний, способность формирования сложных сигналов, возможность полной микроминиатюризации и программируемость параметров, хорошая повторяемость параметров при тиражировании позволяют существенно повысить технико-экономические показатели многих радиотехнических систем.

В настоящее время разработаны основные принципы построения цифровых вычислительных синтезаторов (ЦВС), в значительной степени изучены их особенности и характеристики формируемых сигналов. Однако на сегодняшний день недостаточно исследованы предельные возможности ЦВС по быстродействию и чистоте спектра формируемых сигналов. Развитие ЦВС в настоящее время идет, в основном, в рамках известных структурных схем по пути их интегральной реализации, технологического повышения быстродействия, снижения энергопотребления и стоимости. Наряду с этим, большое значение имеет поиск новых способов повышения быстродействия и линейности закона изменения частоты ЦВС, так как именно эти параметры остаются неудовлетворительными для ряда практических задач.

Цель работы заключается в повышении линейности закона изменения частоты при формировании сигналов с линейной частотной модуляцией и увеличении быстродействия цифровых синтезаторов частот, построенных на базе метода прямого цифрового синтеза.

Цифровые синтезаторы частот многоуровневых сигналов, построенные на нерекурсивных принципах, для уменьшения шага сетки частот и увеличения линейности изменения частоты требуют высокой разрядности фазового вычислителя, что приводит к значительному снижению быстродействия и большого объема ПЗУ для хранения таблицы синусов функционального преобразователя код-синус.

Рекурсивный цифровой синтезатор частот обеспечивает высокую линейность закона изменения частоты, что достигается за счет использования импульсов переполнения накопителя фазы и введения обратной связи через формирователь импульсов к фазовому вычислителю. При этом разрядность фазового вычислителя уменьшается в 2 раза [2].

Структурная схема рекурсивного цифрового синтезатора частот приведена на рис. 1.

Рекурсивный цифровой синтезатор частот работает следующим образом.

Эталонный генератор выдает высокостабильный гармонический сигнал опорной частоты f₀, из которого в блоке задержки формируются тактовые импульсы формы «меандр» на 1, 2, 3 выходах, разнесенные во времени, служащие для синхронизации узлов цифрового синтезатора частот.

Счетчик с предварительной установкой используется в качестве делителя с переменным коэффициентом деления. На входы третьего регистра памяти поступает код D_k, определяющий скорость изменения частоты синтезируемого сигнала, который далее поступает в счетчик-делитель.

Одновременно на входы первого регистра памяти поступает код C_i, определяющий частоту синтезируемого сигнала.

Частота опорного сигнала в счетчике делится в D_k раз и определяется по формуле

 (1)

Код начальной частоты C_i поступает в первый накопитель (накопитель частоты), а сигнал с выхода счетчика-делителя - на вход последовательного переноса накопителя частоты. В результате на выходе накопителя частоты формируется код частоты A, который с каждым последующим тактовым импульсом изменяется по формуле

 (2)

где C_i - константа, записанная в первом регистре памяти; D_k - константа, записанная в третьем регистре памяти; T - номер тактового импульса (T = 0, 1, 2, 3, ...).

Далее код A записывается во второй регистр памяти, с выхода которого поступает на вход второго накопителя (накопителя фазы). Тогда на выходе накопителя фазы формируется код фазы B, который с каждым последующим тактовым импульсом изменяется по формуле

 (3)

Старший разряд S_SGN1 результата суммирования с накопителя фазы поступает на вход формирователя импульсов, где формируется импульс добавления единицы (+1) к результату суммирования накопителя фазы. Предпоследний старший разряд S_SGN2 результата суммирования со второго накопителя поступает на вход управления инверсией преобразователя кодов. Остальные L старших разрядов (L - число разрядов цифро-аналогового преобразователя (ЦАП)) через преобразователь кодов поступают на соответствующие входы ЦАП, который формирует аналоговый ступенчатый сигнал «треугольной» формы.

Фаза синтезируемого сигнала будет изменяться по закону

 (4)

где M - число разрядов накопителя фазы.

Код, поступающий на информационные входы ЦАП, изменяется в интервале от 0 до 2^L, что соответствует изменению фазы в интервале φ = 0...2π.

Сигнал с выхода ЦАП поступает на вход фильтра низких частот, который пропускает на выход синтезатора частот только первую гармонику синтезированного сигнала. В результате цифровой синтезатор формирует сигнал, амплитуда которого изменяется по формуле

 (5)

где U_m - амплитуда синтезируемого сигнала; ω₀ = C_i - начальная циклическая частота; ω′ = 1/D_k - начальная циклическая частота [3].

По сравнению с нерекурсивным ЦСЧ у рекурсивного цифрового синтезатора частот линейность закона изменения частоты значительно выше. Как можно видеть из рис. 2, шаг сетки частот в режиме ЛЧМ у рекурсивного синтезатора частот в 2 раза меньше, чем у нерекурсивного синтезатора такой же разрядности (M - число разрядов накопителя фазы рекурсивного синтезатора, N - нерекурсивного) [4].

Шаг сетки частот на выходе нерекурсивного синтезатора частот рассчитывается по формуле

 (6)

тогда как шаг сетки частот рекурсивного синтезатора частот - по формуле

 (7)

Таким образом, для случая N = M возможно в 2 раза уменьшить разрядность фазового вычислителя рекурсивного синтезатора при сохранении шага сетки частот в режиме ЛЧМ. Но при этом число возможных начальных частот при формировании фиксированной частоты у рекурсивного синтезатора значительно уменьшается (в 2^M раз).

На рис. 3 приведены временные диаграммы работы цифрового синтезатора, а на рис. 4 - спектрограммы при следующих параметрах и режимах работы ЦСЧ:

• тактовая частота - 10 МГц;
• разрядность накопителя частоты - 32 бит;
• разрядность накопителя фазы - 32 бит;
• разрядность ЦАП - 10 бит,
• частота синтезируемого сигнала - 125 кГц.

В рекурсивном цифровом синтезаторе частот повышается линейность закона изменения частоты по сравнению с нерекурсивными синтезаторами в режиме формирования сигналов с линейной частотной модуляцией при одинаковой разрядности цифрового накопителя фазы.

Быстродействие рекурсивного синтезатора по сравнению с нерекурсивным возможно увеличить за счет уменьшения разрядности цифрового накопителя фазы при сохранении шага сетки частот в режиме ЛЧМ.

• Скулкин Н.М., д.т.н., профессор кафед­ры конструирования и производства радиоаппаратуры Марийского государственного технического университета, г. Йошкар-Ола;
• Николаев М.Л., д.ф.-м.н., профессор кафедры математических методов Марийского государственного университета, г. Йошкар-Ола.

Работа поступила в редакцию 23.07.2012.